核心提示：　　目前，一些新穎的電動汽車（EV）采用獨立的驅(qū)動方式，其代表是東京電力推出的IZA電動車其中集成的技術(shù)是一種直接驅(qū)動方法，每個輪裝的是輪轂電機，不再需要傳動機構(gòu)和差速齒輪，可按所需動力來分配兩電機的

　　目前，一些新穎的電動汽車（EV）采用獨立的驅(qū)動方式，其代表是東京電力推出的IZA電動車其中集成的技術(shù)是一種直接驅(qū)動方法，每個輪裝的是輪轂電機，不再需要傳動機構(gòu)和差速齒輪，可按所需動力來分配兩電機的功率，因此整個系統(tǒng)的效率得以提高，同時，對于這種驅(qū)動單元，需要一個電子差速驅(qū)動控制系統(tǒng)。

　　現(xiàn)有的相關(guān)研究很少，其中大部分集中在帶有差速運行的特殊電機的設(shè)計上。本文通過對汽車差速現(xiàn)象的分析，提出了一種新的適用于中低速運行的輪轂電機驅(qū)動電動車電子差速方案，并設(shè)計實現(xiàn)了基于TMS320F2407DSP（兩個事件管理器模塊12路全比較PWM輸出能夠?qū)崿F(xiàn)控制兩臺電機）的雙輪輪轂電機驅(qū)動控制系統(tǒng)，廣泛用于確定車輛的驅(qū)動策略（見寧波市科委青年基金資助項目可知，車輛純滾動時內(nèi)外側(cè)輪的轉(zhuǎn)速比即為轉(zhuǎn)彎半徑比，這個模型只進行了靜態(tài)分析，沒有考慮輪胎的影響，忽略了車輛轉(zhuǎn)彎行駛時的離心力和向心力。按這個模型提出了電子差速方案，本文分析認為其不夠合理，從上述結(jié)構(gòu)模型可知，在給定轉(zhuǎn)角的情況下，四個輪速和整車速度五個量的自由度為1，因此，如果同時對兩個驅(qū)動輪進行轉(zhuǎn)速控制，實際系統(tǒng)稍有誤差，將產(chǎn)生矛盾，導(dǎo)致被控各個車輪之間滑移率不同甚至會有滑轉(zhuǎn)出現(xiàn)，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定，影響整車的效率和最大功率輸出。

　　綜上所述，本文認為輪式驅(qū)動電動車電子差速不宜采用車輪速度作為控制變量。

　　2.2新的電子差速控制方案本文設(shè)計的電子差速方案，考慮轉(zhuǎn)彎時車輪的垂直載荷的變化，以使兩驅(qū)動輪的附著率相等為目標，并以此為依據(jù)分配兩輪的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩，從而使得車輛發(fā)生滑轉(zhuǎn)的可能性減到最小?？紤]風阻力和輪胎側(cè)向力的作用等多種因素，在給定總功率輸出下，本文對車輛的運動狀態(tài)進行了仿真，結(jié)果如所示，可見在轉(zhuǎn)速及轉(zhuǎn)角都較大時，轉(zhuǎn)矩分配比例變化較大，此時車體運動的離心力產(chǎn)生的側(cè)翻力矩起了決定性的作用。

　　車輛轉(zhuǎn)彎轉(zhuǎn)矩分配比仿真結(jié)果進一步簡化計算，只考慮離心力對垂直載荷的影響。由汽車動力學(xué)分析可知，對于靜止或筆轉(zhuǎn)彎時離心力產(chǎn)生的側(cè)向翻滾力矩為轉(zhuǎn)彎時驅(qū)動后車輪的載荷為N3二可以證明，對于<0.7的車體和<30的轉(zhuǎn)彎狀況，以r=估算，其誤差在5%以內(nèi)。

　　故在此條件下，可得轉(zhuǎn)矩比為式（6），其仿真結(jié)果如所示，可以看出在中低速和轉(zhuǎn)角不過大的條件下，這種簡化的計算可以滿足工程要求。

　　簡化的車輛轉(zhuǎn)彎轉(zhuǎn)矩分配比仿真結(jié)果控制踏板輸入相當于轉(zhuǎn)矩控制指令，采用線性調(diào)節(jié)負反饋的電流控制，從的控制框圖得出輸出特性如式（7）所示，機械特性如所示，和內(nèi)燃機汽車的踏板控制比較類似，有與傳統(tǒng)汽車類似的駕駛感覺。

　　轉(zhuǎn)矩控制框圖本文所設(shè)計的基于DSP2407的電子差速控制系統(tǒng)總體框圖如所示。功率電路采用半橋調(diào)制方式，可以降低逆變器的開關(guān)損耗，三相Y聯(lián)接的無刷直流方波輪轂電機采用兩兩導(dǎo)通方式，即每一瞬間有兩個功率管導(dǎo)通，每隔60°電角度換相一次，每個功率管導(dǎo)通120°電角度。DSP選用美國德州儀器公司的電機微控制器TMS320X2407，其采用高性能靜態(tài)CMOS技術(shù)，使得供電電壓降到3.3V，減小了控制器的功耗，兩個事件管理器模塊12路全比較PWM輸出能夠?qū)崿F(xiàn)控制兩臺電機，由于DSP片內(nèi)的資源豐富，如具有AD轉(zhuǎn)換等功能模塊，使控制電路大為簡化。限于篇幅，本文著重介紹設(shè)計中幾個方面。

　　3.2新的半橋調(diào)制時相電流檢測方法針對本系統(tǒng)采用兩相導(dǎo)通三相六拍運行方式，PWM調(diào)制采用半橋調(diào)制方式，在PWM無效期間直流端電流為0，所以在PWM有效期間進行電流信號采樣，才可以有效地檢測到電機的相電流，本文通過軟件設(shè)計的改進，簡單準確地實現(xiàn)了單電流傳感器檢測相電流。為AD轉(zhuǎn)換的時序示意圖，簡要說明如下：電流傳感器放在直流端，通過設(shè)定DSP控制字ACTRA/B使PWM信號高電平有效，DSP的通用定時器T1設(shè)定為連續(xù)加減控制系統(tǒng)總體框圖PWM周期=連續(xù)加減計數(shù)模式MOSFET上的PWM信號相電流示意圖直流端；電流"示意圖DSP2407的控制器是3.3V，但其和5V的接口電路不可避免，現(xiàn)有的3.35V的轉(zhuǎn)換芯片價記數(shù)方式每51期中斷為個電流采publi的方法，檢測到的電流值與實際的電流平均值更為接近。另外，由于DSP2407的特點，為了降低ADC轉(zhuǎn)換的時間，電流傳感器的輸出信號經(jīng)過常規(guī)的濾波放大后再加一級射極跟隨器電路，這樣信號端的輸出電阻很小，同時，通過改變ADCTR1的寄存器中的ACQPS3ACQPS0位段域和CPS位來實現(xiàn)調(diào)整2407器件ADC的采樣和保持模塊來適應(yīng)信號阻抗的變化，這樣可以在保證采樣精度的同時盡可能選取轉(zhuǎn)換時間短的設(shè)定，以適應(yīng)PWM脈寬小的情況。

　　DSP的輸入腳有時有內(nèi)部的上拉或下拉電路，這樣，它不影響接口電路的阻抗計算，但是影響DC偏置計算做。給出了幾個接口方法，為簡化分析，不考慮內(nèi)部的上拉或下拉。

　　3V的接口電路當TTL器件最大供電電壓是5.25V，在額定電流時TTL輸出的高電壓是3.4V，空載時是4.05V；因此如考慮元件之間的最大壓差，假定DSP供電電壓是3.0V最大容許電壓是3.3V，邏輯高電平的最大壓差是0.75V.如果電流限在75M，在DSP與TTL之間加一10k的電阻足夠了，這產(chǎn)生了小的RC延時（10knx5pF=5Qns），除了CAN總線，這種延時可以忽略，也可用更大電阻降低電流，但延時變長噪音抑制能力變差。

　　當供電電源是5.25V時，5VCMOS輸出空載時是5.25V，所以邏輯高電平時壓差是1.95V，因此要加分壓電路，如果電阻減小輸入電阻也小。

　　因為DSP的輸出是TTL兼容，不需要特別的電路，TTL的高低邏輯是2.4V到0.8V，而3.3V CMOS的輸出高低邏輯是2.8V到0.4V，這中間有很大的域度，許多電機控制芯片是5V供電TTL輸出到5VCMOS輸入：這之間需要電平平移，當R1是10k時，CMOS輸出是0.2V到3.3V，經(jīng)D1的平移，輸出是0.8V到3.9V，5VCMOS輸入的門檻電壓是1V到3.5V，中間還有0.2到0.4的域度。同時，有小的延時存在。

　　3.4改進的轉(zhuǎn)子位置檢測方法本系統(tǒng)的永磁無刷輪轂電機帶有霍爾傳感器，使用方便且價格低廉。但是，對于功率較大的電機，當繞組電流較大時，一方面將影響永磁轉(zhuǎn)子所產(chǎn)生的磁場使其空間位置偏移，一方面由于換相電流沖擊影響位置傳感器附近的磁場分布，這兩種情況都使得霍爾位置傳感器的信號產(chǎn)生誤差，甚至因干擾不能正常工作。通常此類電機的控制方案是把三路位置傳感器輸出接DSP器件的捕獲單元，本系統(tǒng)中兩個電機的六路位置傳感器信號如使用捕獲單元就需要涉及4個定時器及相應(yīng)中斷的使用。本系統(tǒng)摒棄這種常規(guī)方法，將位置傳感器輸出接DSP的/O口，在產(chǎn)生PWM的定時器下溢中斷服務(wù)程序中讀I/O口的狀態(tài)，判斷兩電機相應(yīng)的位置信號，并與前次位置信號對比，采取弱延遲換相和換相鎖定技術(shù)，即在檢測到位置改變時并非立即換相，而是繼續(xù)在微小間隔內(nèi)進行若干次位置檢測，進一步判定是否確實處于換相的位置，當確定換相操作后，在一微小間隔內(nèi)無論轉(zhuǎn)子位置信號有無變化，都不再進行換相。這樣既保證了換相處理的準確性，相對于使用捕獲單元，軟件設(shè)計也簡化。設(shè)計中PWM的開關(guān)頻率為15kHz，電機額定轉(zhuǎn)速是340r/min，所以定時器下溢中斷間隔相對于電機最小換相時間間隔足夠小。

　　主程序部分完成系統(tǒng)初始化，兩電機電流AD采樣結(jié)果的處理，兩驅(qū)動輪輪速計算，車體速度估算，電子差速算法及實施。

　　T1定時器下溢中斷服務(wù)程序中完成從I/O口分別讀取兩個電機位置信號，并完成上述的弱延遲換相和換相鎖定，設(shè)定兩個電機的ACTRA/B控制字，啟動車體轉(zhuǎn)角的AD采樣等。

　　T1定時器周期中斷十次啟動相應(yīng)的兩個電機的電流AD米樣等。

　　集成模塊IR2130.兩個電機的電流、過電壓、欠電壓等保護信號產(chǎn)生時先硬件封鎖其對應(yīng)的IR2130的輸出，同時接對應(yīng)的DSP的PDPINTA或PD-PINTB腳。在DSP的相關(guān)書中，對PDPINT電源中斷未有具體使用說明，本文根據(jù)實際試驗，總結(jié)了TI2407DSP的PDPINTA/B電源中斷的特點，說明如下：PDPINTA或PDPINTB管腳信號為下降沿有效，相應(yīng)的PWM輸出變?yōu)楦咦锠顟B(tài)，這種高阻狀態(tài)在程序復(fù)位后才可以解除，同時，此管腳信號的下降沿同時產(chǎn)生中斷申請，如果相應(yīng)的中斷未被屏蔽，則進入中斷服務(wù)程序，完成相應(yīng)的故障發(fā)生后的后臺處理，中斷服務(wù)程序完成后程序繼續(xù)運行，但對ACTRA/B的改動不會影響其輸出。本設(shè)計在電源中斷服務(wù)程序中進行故障分析并給出故障指示，如果故障沒有解除則此循環(huán)檢測，故障解除后程序跳轉(zhuǎn)到0000H復(fù)位。

　　實驗結(jié)果（b）是直線運行時兩電機的電流，由于從電流波形的頻率可以換算到電機的轉(zhuǎn)速，可以看出此時兩電機的轉(zhuǎn)矩和轉(zhuǎn)速基本相同，（c）是轉(zhuǎn)角為5°時兩電機的電流，此時外側(cè)電機的轉(zhuǎn)矩大于內(nèi)側(cè)電機的轉(zhuǎn)矩，同時轉(zhuǎn)速高于內(nèi)側(cè)電機的轉(zhuǎn)速，實現(xiàn)了良好的電子差速控制。